Handboek · hoofdstuk 24Vermogenselektronica en elektrische machines

Het station heeft een 48 V-rail, de module een 12 V-rail en apparaten op 230 V AC. Een omzetter past spanning en stroom aan terwijl de vermogensbalans behouden blijft. Bij rendement η geldt $U_o{I}_o=\eta U_i{I}_i$. Een hogere uitgangsspanning maakt bij gelijk vermogen de stroom kleiner; energie wordt niet gratis vermenigvuldigd.

Een lineaire regelaar verbrandt het spanningsverschil. Schakelende omzetters bewaren energie tijdelijk in spoel en condensator en sturen met duty-cycle D. De schakelaar is ideaal gesloten of open; in werkelijkheid geven weerstand, flanken en stuurenergie warmte.

De positieve ingang voedt S, daarna de schakelende knoop, de spoel en de uitgang. C en last staan parallel tussen uitgang en retour. De diode heeft haar anode aan retour en haar kathode aan de schakelende knoop; zij geleidt dus omhoog.

S aan: de stroom loopt van Ui via S en L naar C/last en via retour terug naar de bron. De diode is sperrend; de knoop is ongeveer Ui en uL=Ui−Uo.

S uit: de spoelstroom kan niet plots nul worden. De knoop zakt tot iets onder retour; de diode geleidt retour → D → L → uitgang → last → retour. De bron is uit dit ideale vrijlooppad. De spoel levert energie en haar stroom daalt, want uL≈−Uo.

Het getekende open contact stelt een bestuurbare ideale schakelaar voor. Een praktische MOSFET vraagt een passende gatedriver; bij een synchrone buck vervangt een tweede MOSFET de vrijloopdiode, met dode tijd om railkortsluiting te vermijden.

Voor een ideale spoel is $u_L=L{\dot{i}}_L$. Over een periodieke stationaire schakelcyclus moet de stroom terugkomen op dezelfde waarde. Daarom ${\int }_0^{T_s}{u}_L\mathrm{d}t=0$: positieve en negatieve volt-seconden zijn gelijk. Bij een condensator geldt analoog ${\int }_0^{T_s}{i}_C\mathrm{d}t=0$.

Deze voorwaarden leveren gemiddelde omzetverhoudingen. CCM betekent dat de spoelstroom niet nul wordt gedurende de cyclus. DCM heeft een extra nulstroomfase en kan een belastingafhankelijke verhouding geven. De ideale formule wordt dus niet onbeperkt doorgetrokken tot nullast.

In een boost ligt L aan de ingang. Aan verbindt de schakelaar de spoelknoop naar de retour, zodat $u_L=U_i$ en de spoelenergie groeit; de uitgangsdiode blokkeert en C voedt de belasting. Uit stuurt de spoel stroom door de diode naar de hogere uitgang, zodat $u_L=U_i-U_o$.

Volt-secondebalans geeft $D{U}_i+(1-D)(U_i-U_o)=0$ en dus $U_o=U_i/(1-D)$. Naar D=1 gaan betekent niet onbeperkt veilig vermogen: stroom, verlies, rimpel, schakeltijden en componentgrenzen worden dominant. De boost heeft meestal geen volledige uitgangsafschakeling via alleen zijn dutyregeling.

Voor een buck is $\Delta I_L=(U_i-U_o)D/(L{f}_s)$. Deze piek-piekwaarde komt uit de aanhelling maal aantijd. Controleer $I_{\mathrm{piek}}=I_o+\Delta I_L/2$ tegen spoelverzadiging en schakel-/diodegrenzen. Een spoel met de juiste inductie maar te lage verzadigingsstroom is ongeschikt.

Bij verwaarloosbare ESR is de condensatorspanningsrimpel ongeveer $\Delta U_C=\Delta I_L/(8f_{s}C)$. ESR voegt ongeveer $\Delta I_{L}ESR$ toe. De rimpelstroomrating en thermische levensduur zijn afzonderlijke controles; meer capaciteit alleen verlaagt ESR niet automatisch.

Een H-brug kan de belasting afwisselend aan +Udc en −Udc leggen. Een 50 Hz-vierkantgolf is nog geen zuivere sinus. Sinus-PWM laat de gemiddelde brugspanning een sinus volgen; een uitgangsfilter beperkt de schakelfrequentiecomponenten. e20 gaf het bestaande filter van 1 mH/10 µF en de 400 V-tussenkring.

In een eenvoudige volledige brug met 400 V DC en sinusmodulatie is $U_{1,\mathrm{rms}}\approx m{U}_{\mathrm{dc}}/\sqrt{2}$. Voor 230 V is m≈0,813. De DC-tussenkring moet de dubbele-netfrequentievermogensrimpel opvangen; de batterij hoeft niet elke 100 Hz-piek rechtstreeks te volgen.

Nooit beide MOSFETs van dezelfde brugpoot gelijktijdig aanzetten: shoot-through kortsluit de rail. Gatedriverinterlock en dode tijd voorkomen overlap, maar beïnvloeden vervorming.

Een paneel levert een I-V-curve die van bestraling en celtemperatuur afhangt. Bij open klem is spanning hoog maar stroom nul; bij kortsluiting is stroom hoog maar spanning nul. In beide uitersten is vermogen nul. Het maximum ligt ertussen.

De lader kiest via zijn belasting welke bronspanning ontstaat. Een MPPT-buitenlus zoekt Vmp of Imp; een snellere interne converterlus volgt dat setpoint. Batterijlimieten, stroomlimiet en temperatuur gaan vóór maximale bronextractie. Is de batterij vol, dan mag de lader minder vermogen nemen.

P&O verandert een bronspanningssetpoint een klein stukje en vergelijkt het vermogen. Stijgt P, dan gaat de volgende stap in dezelfde richting; daalt P, dan keert de richting om. Bij vaste zon convergeert het proces naar een kleine oscillatie rond het maximum.

Grote stappen zoeken sneller maar verliezen meer rondom de top. Kleine stappen zijn rustiger maar traag. Snel veranderende zon kan P ook veranderen zonder dat de perturbatie goed of slecht was. Gedeeltelijke schaduw kan meerdere maxima maken; een lokale methode garandeert dan geen globale top.

Een alternatief, incremental conductance, vergelijkt dI/dV met −I/V. De meetruis, wachttijd na een stap en begrenzingen blijven onderdeel van het ontwerp.

Een paneel heeft bij koudere cellen meestal hogere openklemspanning. Reken met de laagste ontwerpcelltemperatuur, temperatuurcoëfficiënt en tolerantie, niet alleen met Vmp bij standaardcondities. Onze rekenarray heeft Voc bij 25 °C=168 V en αVoc=−0,0028/K.

Bij −15 °C wordt Voc =168[1+0,0028·40]=186,816 V. Met 3 % bovenmarge is 192,420 V. Een 250 V-invoerklasse is daarom een ontwerpvoorstel, geen bewijs van bescherming tegen transiënten of iedere werkelijke paneelvariant.

Bij volle batterij beperkt de lader vermogen. Kabel-/zekeringskeuze gebruikt ook foutstromen en meerdere parallelstrings. Een PV-curve kan bij licht nog spanning blijven leveren wanneer de lader uit staat; een softwarestop is geen fysieke spanningsloosheid.

Een BLDC-motor heeft een permanente-magneetrotor en meerdere statorfasen. Een driefasebrug commutereert het veld elektronisch. Bij zesstappenbesturing worden doorgaans twee fasen aangestuurd en één vrijgelaten; de volgende sector wordt na 60 elektrische graden gekozen.

Een voorbeeldvolgorde is A+ B−, A+ C−, B+ C−, B+ A−, C+ A−, C+ B−. De werkelijke Hallcodevolgorde hangt van motor en bedrading af en moet worden geijkt. Elektrische snelheid is poolparen maal mechanische snelheid. Met 4 poolparen en 1500 tpm is elektrisch 100 Hz en zijn er 600 sectorwissels per seconde.

Microchips sensored-BLDC-uitleg koppelt Hallpositie aan commutatie. Sensorloos via back-EMF is bij stilstand lastig omdat er nog geen snelheidssignaal is.

Geleidingsverlies is ongeveer Irms²RDS(on); diodeverlies VfIgem; schakelverlies bij een lineaire overlap ongeveer $\frac{1}{2}UI(t_r+t_f)f_s$. Gateverlies is QgVgf_s. Spoelkoper, kernverlies, condensator-ESR en stuurcircuits vullen het budget aan.

RDS(on) stijgt vaak bij warmer silicium; een typische 25 °C-waarde is geen worst-case. Een transistor kan genoeg stroom verdragen op papier en toch te heet worden door slechte behuizing/koeling. Stroomrating zonder temperatuurconditie is onbruikbaar.

Thermisch geldt $T_j=T_a+P_{\mathrm{verlies}}(R_{\theta jc}+R_{\theta cs}+R_{\theta sa})$. Het rendement moet bij de hele belastingscurve worden getoetst; nullast 25 W van de bestaande omvormer telt ook in het stationbudget.